随着800V数据中心母线架构的来临，热插拔技术也在经历着一次巨变。
在服务器应用中，热插拔指的是在系统运行的状态下，可以在带电的机架中添加移除或者更换系统中的组件，不需要对整个系统进行关机或者重启操作，热插拔有以下几个方面的需求：零停机维护，降低总体维护成本，以及增强系统的灵活性。
热插拔的主要特点在于能够控制托盘在热插拔时的浪涌电流，在为内部电容充电时需要避免大范围并且不受控制的电流，因为这些电流可能会导致上游设备的损坏，同时热插拔电路需要调节充电电流，以保证软启动的时间可控。
当计算托盘插入正在运行的800V直流母线时，最先承受冲击的是尚未充电的母线电容。托盘插入之前，输入电容两端的电压接近零。如果托盘输入电容未经限流便直接接入800V母线，尚未充电的电容在接通瞬间近似短路，浪涌电流只能由连接器电阻、线路阻抗、电容ESR和寄生电感限制，可能达到数百安甚至更高。轻则触发上游电源限流，造成母线电压跌落和其他托盘复位；严重时还会烧蚀连接器、击穿功率器件，或者损坏输入电容。
热插拔的主要原理是功率器件先保持在半导通状态，限制电容充电速度；待计算托盘侧电压逐渐接近母线电压后，器件再完全导通，进入低损耗运行状态。
热插拔并不是新技术，早在48V或54V系统中就已广泛应用。但随着母线电压提升到800V以后，热插拔并不能简单地将低压MOSFET换成耐压更高的器件。功率器件在启动阶段承受的电压、热量和线性工作压力都发生了明显变化，SiC JFET也由此开始进入高压热插拔方案。
800V下的难点
过去的数据中心机架多采用48V或54V直流母线。随着AI服务器功耗和机架功率密度持续提高，低压母线需要传输的电流越来越大，铜排、连接器和线缆的损耗随之上升。面向数百千瓦级机架，±400V或800V直流母线逐渐成为新的架构选择。
对串联线性预充而言，器件承受的压力不只来自峰值功率，还来自一次启动过程中需要消耗的总能量。在忽略后级负载和寄生损耗的理想条件下，输入电容从零充到母线电压时，功率管消耗的能量约等于电容最终储存的能量。因此，在电容值相同的条件下，从48V提高到800V，不只电容储能增加约278倍，线性预充器件需要处理的能量也按电压平方增长。
安森美表示，传统48V系统可以使用功率电阻配合继电器预充，也可以采用硅MOSFET限制浪涌；随着工作电压提高到400V及更高水平，预充器件承受的电压和能量压力随之增加。
所以，800V热插拔首先就需要保证功率器件的耐压参数。
热插拔与SOA
在开关电源中，工程师通常希望功率器件尽快完成开通和关断。完全开通时，器件两端电压很低；完全关闭时，通过器件的电流接近零。快速越过中间状态，有助于降低开关损耗。
热插拔的工作方式有所不同。托盘刚接入时，输出电容尚未充电，功率管两端可能承受接近整个母线的电压，同时还要允许一定电流流过。器件需要在半导通状态持续一段时间，利用自身压降限制充电电流。
这一阶段的瞬时损耗可以近似表示为：P＝Vds×Id
假设功率管两端仍有600V压差，通过的充电电流为5A，瞬时损耗就达到3kW。尽管这个功率只维持几十毫秒，但芯片内部温度已经可能快速升高。若托盘输入电容更大，或者系统要求较缓慢地启动，线性工作时间还可能延长至数百毫秒级。
热插拔功率管因此不能只看额定电压、额定电流和导通电阻，还要看安全工作区，也就是SOA。
SOA描述了器件在特定电压、电流和持续时间下能够安全运行的范围。功率管两端压差较高时，允许通过的电流通常较小；随着电容逐步充电，输出电压上升，功率管两端的VDS下降，控制器才可以放大充电电流。
一颗器件可以承受1200V阻断电压，并不代表它能在800V或600V压差下持续通过数安培电流。高压阻断能力和高压线性工作能力属于两项不同指标。
SiC JFET为什么具有更好的线性特性
SiC JFET并不是高频开关电源中最常见的器件。它通常属于常通型器件，栅极没有施加关断电压时，沟道处于导通状态。从驱动习惯和失效安全角度看，常关型SiC MOSFET
是主流的功率器件。但热插拔对器件提出了另一套要求。
SiC JFET采用结型栅极和体沟道结构，电流通过较宽的SiC体沟道流动，这种结构有利于在相同耐压和封装条件下减少导通损耗。
关键的是，SiC JFET在器件半导通时性能更加出色。
功率芯片内部的温度并不完全均匀。如果某个区域先升温，随后又吸取更多电流，局部发热会进一步加重，最终形成热点。器件的平均结温可能尚未达到额定上限，但局部已经热失效。
这种现象也是部分MOSFET在线性区工作时需要特别警惕的问题。器件在某些工作点具有正向的电流温度反馈，一个区域越热，通过的电流越大，容易形成热集中。
SiC JFET在特定线性工作区间内，电流随温度升高的变化更加平缓，部分工作区域还会表现出有利于抑制局部电流集中的温度特性，不容易形成热点。
因此SiC JFET更适合高压线性工作区，让功率管能够在限制浪涌的几十毫秒内，获得更大的SOA。
导通损耗同样重要
如果功率器件只负责启动阶段的预充，可以在电容充满后用机械接触器将其旁路。但服务器托盘中的固态热插拔开关通常会长期串联在高压母线上，预充完成以后还要持续输送负载功率。
假设一块服务器托盘功率为12kW，在800V母线下对应约15A电流。功率管的稳态导通损耗可以表示为：
Pcond＝I²×RDS(on)
在15A下，10mΩ导通电阻产生约2.25W损耗。电流提高到30A后，损耗会增加到9W。一个机架中存在大量托盘时，会有更多的器件损耗及热能，增加系统冷却负担。
800V热插拔因此同时存在两项要求：
启动时，器件需要拥有足够宽的SOA，能够在高电压下保持半导通；启动结束后，器件又需要尽可能低的导通电阻，减少长期运行损耗。
低导通损耗与宽线性安全工作区并非天然对立，增大芯片面积通常对两者都有帮助。但在实际产品中，芯片面积还受到成本和封装尺寸限制。厂商可以利用更低的单位面积导通电阻缩小芯片，而线性工作又需要足够的热扩散面积、均匀的电流分布和较低的局部功率密度，因此仍要在芯片面积、封装尺寸、导通损耗与线性耐受能力之间取舍。
SiC JFET的优势，是在有限芯片面积内提供较低导通电阻的同时，保持较好的有源区工作稳定性。启动阶段，器件工作在线性区，对输入电容进行限流充电；电容充满后，器件进入低阻导通状态，降低长期运行损耗。SiC JFET具有较平坦的阈值电压温度特性，在线性工作时不易出现明显的局部电流集中，有利于扩大实际可用的安全工作区。
此外，还可以对JFET施加小幅正向栅极偏置，使沟道进一步展宽，降低通态电阻。
常通的JFET天然缺陷
SiC JFET的常通属性并不适合电源系统，功率通路应当默认保持关闭以降低失效风险。
一种常见方式，是将高压SiC JFET与低压硅MOSFET串联。低压MOSFET属于常关器件。MOSFET关闭后，会改变JFET的栅源电压，使高压JFET一同截止。整个组合从外部看起来，也就成为一颗常关型功率器件。
这种Cascode（级联）方式通常将JFET栅极直接连接到低压MOSFET源极，外部只需要驱动MOSFET。这种结构控制简单，适合追求快速开关的电源转换应用。
面向热插拔等保护应用，安森美进一步推出Combo JFET。它保留低压MOSFET的控制端，同时将高压JFET栅极独立引出，使控制器能够让低压MOSFET保持充分导通，直接调节JFET完成高压线性限流。独立的JFET栅极还可用于正向过驱、调节开关速度和改善并联控制。
同时，英飞凌也宣布推出类似结构的Dual Drive JFET。
这类组合结构不只在于节省封装面积，它将安全关闭和高压线性限流分配给不同器件，低压MOSFET主要负责安全关闭，高压SiC JFET负责高压线性限流，从而减少低压MOSFET在线性区承受的应力，扩大整个热插拔开关的安全工作范围。
从恒流到以SOA控制
热插拔控制最基础的方式，是限制托盘侧电压的上升斜率。根据I=C×dV/dt，控制器只要限制输出电压上升速度，就可以间接限制输入电容的充电电流。
另一种方式是闭环电流控制。控制器检测采样电阻上的压降，并根据设定值调节JFET栅极，使预充电流维持在规定范围内。相比单纯的dv/dt控制，闭环限流能够直接控制器件电流，也更便于实现过流保护和SOA管理。
电流流过JFET和源极检测电阻后，电阻上的压降会随电流增加。这个压降反过来改变JFET的有效栅源电压，抑制沟道电流继续上升。输出电容因此能够以近似恒定的电流充电，电压随时间平稳提高。
当托盘侧电压接近输入母线电压后，JFET两端压差下降，器件进入充分导通状态。
恒流控制容易理解，也比较容易实现，但未必能充分利用器件能力。
在启动初期，功率管两端的VDS最高，允许通过的安全电流较小。随着电容充电，VDS不断下降，器件可以承受的电流逐渐提高。如果整个过程始终使用同一个较小电流，启动时间会被拉长。
更复杂的控制器可以根据不同阶段改变充电电流，形成恒功率或者分段电流曲线。数字热插拔控制器则可以按照器件的SOA曲线实现控制，实时检测功率管两端电压和流过的电流，让工作点始终留在安全边界以内。
充电初期，控制器限制较小电流；随着输出电压提高，功率管VDS下降，控制器逐步放大电流；当托盘侧电压接近800V后，再将JFET完全打开。
相比固定恒流方案，这种控制方式可以在不突破SOA的情况下缩短启动时间。
英飞凌参考设计
英飞凌推出的REF_XDP701_4800参考设计面向±400V和800V服务器架构，采用XDP701-1数字热插拔控制器和1200V CoolSiC JFET。参考板支持100V至800V输入、最高16A输出和12kW功率，可在两秒内为最高300μF输入电容完成预充。
与固定恒流方式不同，该方案采用闭环SOA控制，控制器根据器件电压、电流和工作状态调整预充过程，使JFET尽量保持在允许的安全工作区内，同时提供电压、电流、功率和能量遥测。
Burst模式解决连续发热问题
功率管即使没有越过SOA，持续在线性区工作仍会不断积累热量。
Burst模式会让JFET短暂导通，向电容充入一部分能量，随后关闭一段时间，让芯片中的热量向封装和散热器扩散。经过多次导通和关断，输出电压呈阶梯状上升。这种模式减少了功率器件连续承受线性功耗的时间，散热较好但是充电时间更长。
实际系统可以在启动前半段采用Burst模式。此时托盘电容电压较低，JFET两端承受的VDS较高，器件热应力最大。待输出电压上升、VDS下降后，再切换到连续线性模式，并逐步提高充电电流。
当然，这也可以理解为在启动初期，控制器让JFET以最小可控电流短暂导通，并将单次脉宽限制在SOA范围内；随后关闭器件，留出一定的冷却时间。经过多次脉冲后，托盘侧电压逐步提高，JFET两端压差下降，再转入连续电流控制。
Burst与线性模式组合使用，可以在热量分布和启动速度之间取得平衡。
JFET并联的关键点
随着托盘功率提高，单颗器件可能无法承担全部电流，多颗JFET并联随之成为现实选择。
器件在完全导通后，较强的正温度系数通常有助于稳态均流；但在线性区内，均流问题复杂得多。不同芯片的阈值电压和跨导存在差异，接近阈值的半导通状态会放大这些偏差，越早导通的器件就越要承担更多的电流和热量。
如果多颗JFET共用一套放大器进行线性控制，器件之间不一定能够均匀分担电流，需要留出足够的降额空间，或者为每颗器件配置独立控制环路。
因此，即便单颗JFET拥有较宽的SOA，并不代表多颗并联后可以直接将电流能力相加。封装热阻、器件布局、散热器温差、阈值离散性和控制回路都需要一同考虑。
连续启动同样需要注意。前一次启动后，芯片和散热器可能尚未完全冷却。如果系统在短时间内再次插拔或重启，器件会以较高的初始结温进入下一次线性工作过程，实际可用SOA也会缩小。
SiC JFET的机会
SiC JFET在800V热插拔市场的需求增长，并不代表MOSFET没有需求。
在48V和54V系统中，经过线性区优化的硅MOSFET仍具有成本低、驱动简单和产品丰富等优势。部分高压系统也可以采用SiC MOSFET、预充电阻配合接触器，或者多颗器件并联完成启动。
SiC JFET更适合高母线电压、大输入电容、较长线性工作时间和低稳态损耗同时出现的场景，例如800V AI服务器托盘。
也只有800V系统，在SOA、热稳定性和导通电阻上面限制严苛后，SiC JFET才有机会满足这些约束与权衡，除此之外，在固态断路器领域，SiC JFET也非常适合。
单看某一项参数，JFET未必优于MOSFET，但非常适合热插拔需求，也正因此JFET架构正在得到包括安森美、英飞凌在内众多功率厂商的追捧。
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